此时 ， 稳压管的击穿电压因高于一次侧的感应电势而截止而突变为零 。
变压器通过二次侧续流 ， 二次侧电流为TOP开关管关断时一侧电流的K倍 ， 二次侧绕组通 。

7、过二极管对电容充电 ， 此后 ， 流过变压器二次儩 电流线性下降 。
由上述开关过程分析得出：一次侧电流和二次侧电流不是同时流动的 。
因此它更多地被认为是一个带有二次侧绕组的电感 。
2.基于TOP的电路设计2.1输入整流滤波电路设计整流滤波电路包括输入交流滤波、整流、电容稳压三部分 。
交流滤波可使用技术成熟的PI滤波电路 ， 具体参数推荐如下：去除关模干扰的C301和C303为0.1F/400V；去除共模干扰的C302、C304为2200pF/400V；采取双线并绕 ， 整流电路选择导通时间尽可能短 ， 满足电流阈值的整流桥 。
2.2变压器设计*由于该电源的输出功率较大 ， 因此高频变压器的漏感应尽量小 ， 一般应选用能够满足132 。

8、kHz开关频率的锰锌铁氧体 ， 为便于绕制 ， 磁芯形状可选用EI或EE型 ， 变压器的初、次级绕组应相间绕制 。
*高频变压器的设计由于要考虑大量的相互关联变量 ， 因此计算较为复杂 ， 为减轻设计者的工作量 ， 美国功率公司为TOPSwitch开关电源的高频变压器设计了一套软件 ， 主要用这套软件设计变压器 。
2.3钳位保护电路*每个开关周期内 ， TOPSwitch的关断将导致变压器漏感产生尖峰电压 。
D302和D303构成的钳位电路防止了此电压对TOPSwitch的损坏 ， D302和D303的选择由反射电压ROR决定 。
VOR推荐值135V ， D302钳位电压VCLO可由以验公式VCLO=1.5VOR得出 ， D303的耐压值应大于V 。

9、MAX并选择快恢复二极管 。
本设计中稳压管选用P6KE200 ， 二极管选用BYV26C 。
*由于P6KE200上并联R302和C307 ， 在正常工作时 ， R302几乎承担了所有的泄放能量 ， 而在启动或超载的情况下 ， P6E200又限制了尖峰电压不超过TOP中MOSFET管的安全电压 。
2.4反馈电路设计*反馈回路的形式依据输出电压精度而决定 ， 本方案使用的“光耦+TL430”可以把输出电压精度控制在1% 。
电压反馈信号经分压网络（R326 ， R317）引入TL431的Ref端 ， 获得取样电压后 ， 将与TL431中的2.5V基准电压进行比较并输出误差电压 ， 然后通过光耦改变TOP244的控制端电流IC ， 再通过改变占空比来调 。

【基于|基于TOP244Y的开关电源设计】10、节输出电压U使其光耦（PC817）工作在线性状态 ， 起隔离作用 。
R303 ， C308构成的尖峰电压经滤波后可使偏置电压 ， 即使在负载较重时 ， 也能保持稳定 。
2.5输出整流滤波电路设计*输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成 。
输出整流二极管的开关损耗占系统的五分之一到六分之一 ， 是影响开关电流效率的主要因素 ， 包括：正向导通损耗和反向恢复损耗 。
由于肖特基二极管导通时正向压降较低 ， 因此具有更低的正向导通损耗 。
此外 ， 肖特基二极管反向恢复时间短 ， 在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的性能优势 。
*输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成 。
整流二极管选用肖特基二极管可降低损耗并消除输出电压的纹波 ， 但肖特基二极管应加上功率较大的散热器；电容器一般应选择低ESR（等效串联阻抗）的电容 。
为提高输出电压的滤波效果 ， 滤除开关所产生的噪声 ， 在整流滤波环节的后面通常应再加上一级LCC滤波环节 。
3.本次电源设计心得 ， 后语*本次电源设计心得：*1一画PCB图 布局很重要 ， 关系到整个图的设计 。
*2一焊板 主要是焊工不熟练 ， 对贴片等元器件会容易出现虚焊的现象 。
*3一调试 。

稿源：(未知)

【傻大方】网址：/a/2021/0902/0024074447.html

标题：基于|基于TOP244Y的开关电源设计( 二 )